Высокодинамичный усилитель с ООС эмиттер-коллектор
Posted: 23 Aug 2014, 12:25
При проектировании узла сопряжения смесителя с узкополосным кварцевым фильтром приходится решать ряд специфических проблем.
1) необходимо обеспечить постоянную активную нагрузку для смесителя в максимально широкой полосе частот.
2) входной импеданс кварцевого фильтра вне полосы пропускания имеет большую реактивность при малой активной составляющей
Часто в качестве активного согласования используют каскад усиления по схеме ОБ или ОЗ. Но такой каскад имеет определенные ограничения. Попытка увеличить ДД за счет увеличения тока покоя усилителя приводит к увеличению крутизны, и как следствию снижению входного сопротивления, что вызывает некоторые сложности согласования со смесителем. С другой стороны увеличение крутизны приводит к увеличению коэф.усиления, что так же не всегда необходимо. Отсутствие ООС приводит к снижению ДД и зависимости параметров усилителя от характеристик примененных транзисторов. Введение ООС К-Э приводит к ухудшению развязки и зависимости входного сопротивления от сопротивления нагрузки, что в случае КФ с высокой реактивностью вне полосы пропускания является неприемлемым.
На мой взгляд является незаслуженно обойденным вниманием схемотехника усилителя показанного на рис.1
Рэд в [1] рассматривает такой тип усилителей (тип В), и акцентирует внимание на его высоком ДД. Но к сожалению практически нет информации о других его характеристиках.
Входное сопротивление усилителя составляет порядка 1-2кОм. Шунтируя вход усилителя по ВЧ резистором требуемого номинала можно получить полностью активное входное сопротивление с нужным значением.
Выходное сопротивление определяется в основном номиналом резистора Rz. Дело в том, что коллектор транзистора шунтирован трансформированным сопротивлением со стороны эмиттера, которое обратно пропорционально крутизне Rэ=1/g. Для биполярных транзисторов крутизну можно достаточно точно оценить как g~=40*Ik. Таким образом Rэ=1/g=1/(40*Ik). Видно что при токах коллектора порядка 10-20мА входное сопротивление со стороны эмиттера составляет порядка 1-2Ом. Даже учитывая трансформацию сопротивлений коллектор оказывается достаточно сильно шунтирован и выходное сопротивление складывается из трансформированного к коллектору сопротивления эмиттера и сопротивления добавочного резистора Rz
Коэф.передачи приблизительно в двое меньше чем соотношение витков обмоток трансформатора. Происходит это из-за того, что резистор Rz совместно с внутренним сопротивлением нагрузки образуют аттенюатор с ослаблением порядка 6дБ
Полоса пропускания усилителя достаточно большая, т.к. транзистор работает на очень низкоомную нагрузку, что уменьшает влияние емкости коллекторного перехода и практически полностью устраняет эффект Миллера.
На рис.2 приведена практическая схема усилителя. Транзистор VT1 стабилизирует ток коллектора транзистора VT2 на уровне 20мА. Входное сопротивление каскада равно номиналу резистора R4, выходное - R12. Резистор R6 предотвращает самовозбуждение при работе на несогласованную высокоомную нагрузку.
Использование составного транзистора позволяет улучшить развязку вход-выход - схема рис.3. Так же уменьшается зависимость параметров усилителя от h21э примененных транзисторов.
Согласование выхода усилителя с последующим каскадом с помощью аттенюатора Rz нельзя назвать идеальным решением. При этом мы теряем 6дБ. По другому решить проблему можно используя трансформатор на выходе рис.4. При этом аттенюатор Rz нужен, хоть и несколько меньшего номинала, т.к. выходное сопротивление все еще достаточно низкое. В случае если конструктивное исполнение трехобмоточного трансформатора затруднено можно использовать дополнительный трансформатор рис.5.
В [1] приведены формулы расчета параметров усилителя:
Gv = N/(1+Rэ*N^2/Rн*(N+1))
Zin = betta*(Rэ + Rн*(N+1)/N^2)
Zout = N^2*(Rэ+Rs/betta)/(N+1)
Здесь:
Rs - сопротивление источника
Rн - сопротивление нагрузки
betta - коэффициент усиления транзистора по току (h21э)
Rэ - сопротивление эммитера. Rэ ~= 1/g = 1/(40*Iк) где Iк - ток коллектора
N - соотношение витков трансформатора обратной связи
Zin расчитано без учета влияния резисторов в цепи базы. Для расчета полного входного импеданса их надо учитывать.
Литература
1. Рэд Э. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике. М, Мир, 1990
1) необходимо обеспечить постоянную активную нагрузку для смесителя в максимально широкой полосе частот.
2) входной импеданс кварцевого фильтра вне полосы пропускания имеет большую реактивность при малой активной составляющей
Часто в качестве активного согласования используют каскад усиления по схеме ОБ или ОЗ. Но такой каскад имеет определенные ограничения. Попытка увеличить ДД за счет увеличения тока покоя усилителя приводит к увеличению крутизны, и как следствию снижению входного сопротивления, что вызывает некоторые сложности согласования со смесителем. С другой стороны увеличение крутизны приводит к увеличению коэф.усиления, что так же не всегда необходимо. Отсутствие ООС приводит к снижению ДД и зависимости параметров усилителя от характеристик примененных транзисторов. Введение ООС К-Э приводит к ухудшению развязки и зависимости входного сопротивления от сопротивления нагрузки, что в случае КФ с высокой реактивностью вне полосы пропускания является неприемлемым.
На мой взгляд является незаслуженно обойденным вниманием схемотехника усилителя показанного на рис.1
Рэд в [1] рассматривает такой тип усилителей (тип В), и акцентирует внимание на его высоком ДД. Но к сожалению практически нет информации о других его характеристиках.
Входное сопротивление усилителя составляет порядка 1-2кОм. Шунтируя вход усилителя по ВЧ резистором требуемого номинала можно получить полностью активное входное сопротивление с нужным значением.
Выходное сопротивление определяется в основном номиналом резистора Rz. Дело в том, что коллектор транзистора шунтирован трансформированным сопротивлением со стороны эмиттера, которое обратно пропорционально крутизне Rэ=1/g. Для биполярных транзисторов крутизну можно достаточно точно оценить как g~=40*Ik. Таким образом Rэ=1/g=1/(40*Ik). Видно что при токах коллектора порядка 10-20мА входное сопротивление со стороны эмиттера составляет порядка 1-2Ом. Даже учитывая трансформацию сопротивлений коллектор оказывается достаточно сильно шунтирован и выходное сопротивление складывается из трансформированного к коллектору сопротивления эмиттера и сопротивления добавочного резистора Rz
Коэф.передачи приблизительно в двое меньше чем соотношение витков обмоток трансформатора. Происходит это из-за того, что резистор Rz совместно с внутренним сопротивлением нагрузки образуют аттенюатор с ослаблением порядка 6дБ
Полоса пропускания усилителя достаточно большая, т.к. транзистор работает на очень низкоомную нагрузку, что уменьшает влияние емкости коллекторного перехода и практически полностью устраняет эффект Миллера.
На рис.2 приведена практическая схема усилителя. Транзистор VT1 стабилизирует ток коллектора транзистора VT2 на уровне 20мА. Входное сопротивление каскада равно номиналу резистора R4, выходное - R12. Резистор R6 предотвращает самовозбуждение при работе на несогласованную высокоомную нагрузку.
Использование составного транзистора позволяет улучшить развязку вход-выход - схема рис.3. Так же уменьшается зависимость параметров усилителя от h21э примененных транзисторов.
Согласование выхода усилителя с последующим каскадом с помощью аттенюатора Rz нельзя назвать идеальным решением. При этом мы теряем 6дБ. По другому решить проблему можно используя трансформатор на выходе рис.4. При этом аттенюатор Rz нужен, хоть и несколько меньшего номинала, т.к. выходное сопротивление все еще достаточно низкое. В случае если конструктивное исполнение трехобмоточного трансформатора затруднено можно использовать дополнительный трансформатор рис.5.
В [1] приведены формулы расчета параметров усилителя:
Gv = N/(1+Rэ*N^2/Rн*(N+1))
Zin = betta*(Rэ + Rн*(N+1)/N^2)
Zout = N^2*(Rэ+Rs/betta)/(N+1)
Здесь:
Rs - сопротивление источника
Rн - сопротивление нагрузки
betta - коэффициент усиления транзистора по току (h21э)
Rэ - сопротивление эммитера. Rэ ~= 1/g = 1/(40*Iк) где Iк - ток коллектора
N - соотношение витков трансформатора обратной связи
Zin расчитано без учета влияния резисторов в цепи базы. Для расчета полного входного импеданса их надо учитывать.
Литература
1. Рэд Э. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике. М, Мир, 1990