Согласование входного импеданса в усилителях ОЗ/ОБ

Post Reply
UR5FFR
Site Admin
Posts: 2187
Joined: 21 Apr 2012, 22:00
Позывной: UR5FFR
Location: Odessa

Согласование входного импеданса в усилителях ОЗ/ОБ

Post by UR5FFR »

Усилитель с общим затвором/базой характеризуется высокой развязкой входа и выхода, при этом его входное сопротивление не зависит от сопротивления нагрузки. Это свойство очень часто используется в случае необходимости константной нагрузки для предыдущего каскада (например смеситель).

На рис.1 представлена типичная схема усилительного каскада с общим затвором (ОЗ). Входное сопротивление такого каскада равно 1/g. Т.к. крутизна g полевого транзистора зависит от тока стока то ее можно варьировать в некоторых пределах с помощью подстроечного резистора R в цепи истока, который по сути задает отрицательное смещение на затворе относительно истока. Но такой метод управления входным сопротивлением имеет также и свои отрицательные стороны:
- при уменьшении тока возрастает нелинейность, уменьшается перегрузочная способность и снижается параметр IP3.
-диапазон регулировки достаточно ограничен

Аналогичный каскад может быть реализован на биполярных транзисторах (БТ). Пример такого каскада приведен на рис. 2. При работе на линейном участке крутизну БТ можно рассчитать по формуле g=40*Ik. Для тока коллектора 10мА это дает значение крутизны в 400ма/в. При увеличении тока коллектора крутизна пропорционально растет. Это вызывает определенные трудности при согласовании таких каскадов по входы с 50ти омными цепями, т.к. при крутизне 400ма/в входное сопротивление составляет всего лишь 1/0,4=2,5ом.
cg_feedback_amp_01.GIF
cg_feedback_amp_01.GIF (10.13 KiB) Viewed 22547 times
На рис.3.1 изображен вариант "наивного" согласования путем включения дополнительного резистора Rin, который выбирают исходя из требуемого входного сопротивления. Несмотря на примитивизм такого решения, оно вполне заслуживает права на жизнь в случае использования транзисторов с высокой крутизной и, соответственно, низким входным сопротивлением каскада на них. В пределе можно говорить, что входное сопротивление такого каскада стремится к нулю, а добавочный резистор работает как примитивный преобразователь напряжение-ток.

Другой вариант согласования, широко применяемый на практике, заключается в использовании трансформатора сопротивлений на входе рис. 3.2. Схема имеет некоторое ограничение в плане согласования входа, т.к. трансформатор может преобразовывать импеданс в соотношении 1:(N/M)^2, где N и M - целые числа. Также могут возникнуть определенные сложности при конструктивном выполнении широкополосного трансформатора в случае применения транзисторов с большой крутизной и соответственно очень низким входным сопротивлением.
cg_feedback_amp_02.GIF
cg_feedback_amp_02.GIF (13.8 KiB) Viewed 21391 times
Можно комбинировать оба метода и получить схему рис.3.3. В ней мы с помощью трансформатора повышаем входное сопротивление в кратное число раз и тонко "доводим" его до требуемого путем выбора Rin.

Более гибко согласовать входной импеданс можно используя на входе частотно-компенсированный резистивный делитель рис. 4. Сопротивление Rin выбирается таким образом, чтобы совместно с входным сопротивлением каскада (т.е. 1/g) оно давало требуемый импеданс.

В случае использования транзисторов с высокой крутизной входное сопротивление практически равно значению Rin, который в данном случае выступает в роли преобразователя напряжение-ток, а усилитель имеет низкоомный токовый вход. Входное сопротивление такого каскада неизменно в широкой полосе частот и не зависит от сопротивления нагрузки.

Конденсатор Cin подбирается по максимуму полосы пропускания (см. эквивалентную схему рис. 5). Должно выполнятся соотношение Cgs/g=Cin*Rin. В случае высокого значения Cds его так же необходимо учитывать.
cg_feedback_amp_03.GIF
cg_feedback_amp_03.GIF (10.3 KiB) Viewed 22547 times
UR5FFR
Site Admin
Posts: 2187
Joined: 21 Apr 2012, 22:00
Позывной: UR5FFR
Location: Odessa

Повышение входного сопротивления путем введение ООС.

Post by UR5FFR »

Повышение входного сопротивления путем введение ООС.

Рассмотрим эквивалентную схему каскада ОЗ(ОБ) рис. 6. Мы знаем, что такой каскад не усиливает ток, т.е. входной и выходной токи равны. Это позволяет вывести следующую важную формулу: коэфф.усиления по напряжению равен отношению выходного и входного сопротивления каскада - Gv = Rн/Zin.
cg_feedback_amp_04.GIF
cg_feedback_amp_04.GIF (3.6 KiB) Viewed 22547 times
Таким образом становится очевидным, что для повышения входного сопротивления при заданном сопротивлении нагрузки нам необходимо уменьшать Gv. А это можно сделать введением ООС.

Одним из наиболее известных схемотехнических решений каскада ОЗ/ОБ с ООС является усилитель Нортона [1]. На рис. 7 приведена его эквивалентная схема, а на рис. 8,9 - практическая реализация. К сожалению необходимость инвертирования сигнала в цепи ООС ограничивают ее пассивную реализацию только трансформатором.
cg_feedback_amp_05.GIF
cg_feedback_amp_05.GIF (12.8 KiB) Viewed 22547 times
Классическая ООС может быть введена также путем подачи части выходного напряжения синфазно в цепь затвора ПТ рис. 10. На рис. 11 приведена практическая реализация с частотно-компенсированным делителем и формулы описывающие его работу. Т.к. емкость Cgd является составной частью емкостного делителя цепи ООС, то подбирая номиналы C1 можно полностью нивелировать ее влияние.
cg_feedback_amp_06.GIF
cg_feedback_amp_06.GIF (10.65 KiB) Viewed 19066 times
Если на затвор ПТ подать синфазно часть входного сигнала, то это приведет к уменьшению крутизны, и как следствие к повышению входного сопротивления, но при этом входной импеданс не будет зависеть от сопротивления нагрузки (рис. 12).
cg_feedback_amp_07.GIF
cg_feedback_amp_07.GIF (13.46 KiB) Viewed 22547 times
Простейшим решением является использование понижающего (авто)трансформатора рис. 13,14. Но такое решение достаточно ограничено выбором соотношения кол-ва витков.

На рис. 15 представлено решение, которое использует емкостный делитель, при этом Cgs является его составной частью. В случае если C1 значительно больше чем Cgs и C2 значительно больше чем Cgd*(Gv-1) то расчет можно вести по упрощенным формулам. В противном случае расчет несколько усложняется. Емкость Cgd эквивалентна отрицательной емкости -Cgd*(Gv-1) в цепи затвора. Для ее компенсации необходимо увеличить емкость C2 на эту величину. Схема и уточненные формулы расчета приведены на рис.16
cg_feedback_amp_08.GIF
cg_feedback_amp_08.GIF (17.07 KiB) Viewed 22547 times
Не стоит пренебрегать этим расчетом т.к. эта добавочная емкость может существенно изменить номинал C2. Например Zin=50R, Rн=200R, 2N7000 Cgs=22pF и Cgd=5pF. Расчетное значение С2 без учета Cgd составляет 13pF. Уточненное значения C2=27pF, т.е. в два раза выше.

Важный момент так же заключается в том, что чем выше Cgd тем выше зависимость входного импеданса от сопротивления нагрузки. Для уменьшения этого эффекта необходимо использовать ПТ с малой проходной емкостью Cgd.

На следующем рисунке показана практическая схема высокоуровневого усилителя выполненного на транзисторе 2N7000 с крутизной g=200мА/В. Без согласования входа такой усилитель имеет входное сопротивление Zin=1/g=5ом. Цепочка из конденсаторов C2C3 включает в себя также Cgs=22пф, снижает крутизну и приводит входное сопротивление к 50ом. Цепь R1C4VT2 стабилизирует ток покоя усилителя на уровне 50ма.
cg_feedback_amp_09.GIF
cg_feedback_amp_09.GIF (9.97 KiB) Viewed 22547 times
Все схемы были проверены в симуляторе NL5 с учетом реальных емкостей Cgs, Cds, Cdg и показали полное соответствие теоретическим расчетам.

Литература
1. The Norton Amplifier
Post Reply